Использование усилителей тока в фильтрах ВЧ и СВЧ диапазонов современных смешанных систем на кристалле для систем связи и радиотехнических комплексов. Анализ базисной структуры звена второго порядка, условия повышения эффективности активных элементов.
При низкой оригинальности работы "Высокочастотные звенья активных фильтров смешанных СнК на базе усилителей тока", Вы можете повысить уникальность этой работы до 80-100%
Создание современных смешанных систем на кристалле (СНК) для систем связи и радиотехнических комплексов неразрывно связано с разработкой аналоговых и аналогово-цифровых IP-блоков, обеспечивающих достаточно точную обработку сигналов ВЧ и СВЧ диапазонов. Как правило, уменьшение этой параметрической чувствительности связано с необходимостью создания достаточно сложных активных элементов, потребляющих большую мощность. Как правило, частотный фильтр разрабатывается под конкретную задачу с учетом тех параметрических и структурных ограничений, которые определяются конкретной технологией.Как правило, для повышения стабильности частотных характеристик фильтров высокого порядка используются дополнительные межзвенные связи, обеспечивающие минимизацию чувствительности в диапазоне рабочих частот к нестабильности пассивных RC-элементов [3], [4]. В этом отношении каскадирование секции (звеньев) второго порядка остается главным направлением реализации необходимых полюсов и нулей желаемой передаточной функции [5], [6]. Кроме этого, достижимые в рамках современных технологий точности реализации сопротивлений и емкостей частотно-задающих элементов недостаточны для обеспечения допустимых погрешностей реализации полюсов передаточных функций основных типов частотных фильтров. С учетом отмеченного представляется необходимым решение целого класса взаимосвязанных задач схемотехнического характера, направленных на повышение точности реализации основных параметров звеньев второго порядка области высоких и сверхвысоких частот. , (3) где D0, Dp - затухания нуля и полюса частотно-зависимой цепи; ?pc - частота ее полюса; ?n - масштабный коэффициент передачи; ai - бинарные (0,1) коэффициенты; N(p) - полином, определяющий тип реализуемого звена второго порядка.Сформированные выше выводы показывают, что для уменьшения влияния активных элементов на частоту высокодобротного полюса целесообразно использовать повторители тока (Ki), в контуре обратной связи которых включена частотно-зависимая цепь полосно-пропускающего типа с дополнительным буферным повторителем напряжения k, разделяющего эту цепь на элементарные дифференцирующие (интегрирующие) цепочки. В этом случае для увеличения BS и, следовательно, согласно соотношениям (10) и (11) () уменьшения как чувствительности, так и погрешности реализации параметров создаются или, по крайней мере, сохраняются схемотехнические степени свободы, а использование k позволяет уменьшить затухание полюса Dp пассивной цепи. Структура такого звена показана на рис. Таким образом, для обеспечения высоких качественных показателей принципиальных схем звеньев полосового типа необходима разработка специализированных усилителей тока, численные значения коэффициента передачи которых следуют из (19). При реализации таких фильтров необходимо согласно соотношениям (14), (15) увеличить Ki и оптимизировать отношение резистивных элементов схемы.Во-первых, повышение эффективности использования активных элементов, и в частности усилителей тока, связано с использованием в контуре их обратной связи симметричных частотно-зависимых цепей. Именно это свойство обеспечивает независимость частоты полюса (5) от коэффициента усиления активного элемента, а также максимальное увеличение добротности (Q=1/dp) (7), (8). В частности использование неинвертирующих усилителей (K>0) связано с созданием пассивных частотно-зависимых цепей полосно-пропускного типа, при этом в соответствии с (9) уменьшается требуемое значение коэффициента усиления и создаются достаточные для максимизации площади усиления Bs структурные степени свободы [9]. С этих позиций обосновывается целесообразность использования разделенных RC-цепей и создается область параметрического компромисса между различными составляющими общей чувствительности принципиальных схем. Как следует из общего соотношения (5) и его следствия (13), частота полюса определяется в основном параметрами резисторов и конденсаторов пассивной цепи, поэтому максимальное отклонение как АЧХ, так и ФЧХ звеньев определяется соответствующей чувствительностью и технологическими и температурными отклонениями резисторов () и конденсаторов ().Полученные результаты показывают, что предельные оценки эффективного использования активных элементов для локализации полюсов передаточных функций (?p, dp) электрических фильтров создают дополнительные возможности оптимизации структуры и параметров усилителей тока. При этом, как это следует из (35), оптимальное соотношение параметров частотозадающих пассивных элементов не только не увеличивает общую нестабильность частотных характеристик фильтров, но и позволяет уменьшить влияние площади усиления (частоты единичного усиления) на достижимый схемой диапазон рабочих частот.
План
План
Введение
1. Постановка задачи
2. Основные свойства базисной структуры звена второго порядка
3. Низкочувствительные СВЧ звенья полосового типа
4. Примеры полосовых звеньев второго порядка
5. Основные выводы
Заключение
Литература
Введение
Создание современных смешанных систем на кристалле (СНК) для систем связи и радиотехнических комплексов неразрывно связано с разработкой аналоговых и аналогово-цифровых IP-блоков, обеспечивающих достаточно точную обработку сигналов ВЧ и СВЧ диапазонов. Одним из базовых узлов этих блоков являются частотные фильтры, являющиеся параметрически высокочувствительными. Как правило, уменьшение этой параметрической чувствительности связано с необходимостью создания достаточно сложных активных элементов, потребляющих большую мощность. Именно энергетические проблемы прецизионных фильтров уменьшают достижимый уровень интеграции СНК и область из практического использования. Как правило, частотный фильтр разрабатывается под конкретную задачу с учетом тех параметрических и структурных ограничений, которые определяются конкретной технологией. В указанном диапазоне частот в качестве активных элементов, компенсирующих потери в частотно-задающих RC-цепях достаточно часто используются трансимпедансные усилители или преобразователи напряжение-ток [1], [2]. Однако, потенциально достижимые частоты единичного усилителя этих элементов уступают усилителям тока, что в конечном итоге и ограничивает реализуемое схемой произведение добротности (Q) и частоты полюса (fp) при существующих ограничениях на потребляемую мощность. Именно поэтому потенциальные свойства фильтра на базе усилителей тока имеют практическую перспективу и требуют дополнительного теоретического исследования. По-крайней мере, предельные теоретические оценки еще не получены и практические рекомендации не сформулированы.
Вывод
В соответствии с поставленной в работе задачей и полученными результатами можно сформулировать ряд теоретических выводов. Во-первых, повышение эффективности использования активных элементов, и в частности усилителей тока, связано с использованием в контуре их обратной связи симметричных частотно-зависимых цепей. Именно это свойство обеспечивает независимость частоты полюса (5) от коэффициента усиления активного элемента, а также максимальное увеличение добротности (Q=1/dp) (7), (8). Во-вторых, это свойство выравнивает влияние площади единичного усиления активных элементов Bs на параметры полюсов (10), (11). В частности использование неинвертирующих усилителей (K>0) связано с созданием пассивных частотно-зависимых цепей полосно-пропускного типа, при этом в соответствии с (9) уменьшается требуемое значение коэффициента усиления и создаются достаточные для максимизации площади усиления Bs структурные степени свободы [9]. Наконец, степень влияния Bs непосредственно определяется собственным затуханием полюса пассивной цепи Dp. С этих позиций обосновывается целесообразность использования разделенных RC-цепей и создается область параметрического компромисса между различными составляющими общей чувствительности принципиальных схем. Это положение требует определенных комментариев.
Как следует из общего соотношения (5) и его следствия (13), частота полюса определяется в основном параметрами резисторов и конденсаторов пассивной цепи, поэтому максимальное отклонение как АЧХ, так и ФЧХ звеньев определяется соответствующей чувствительностью и технологическими и температурными отклонениями резисторов ( ) и конденсаторов ( ). Именно поэтому этот вклад пропорционален реализуемой Q
, (29)
С другой стороны (соотношения (9), (14)) как затухание полюса, так и его добротность определяются точностью реализации отношений этих элементов ( , ), которые для любых технологий существенно меньше и . Поэтому при решении практических задач можно допустить реализацию более высокой параметрической чувствительности этого параметра (практически до равенства вкладов , и , ). Из соотношения (9) и свойств симметричных RC-цепей второго порядка (функциональные зависимости Dp и D0) следует
, (30) где m - отношение однотипных параметров пассивных элементов (R или C), точность реализации которых определяется или .
Таким образом, условие равенства вкладов связано с реализацией условий
, (31) определяющих допустимое максимальное значение
, (32)
Как видно из (30), (10), (11) условие является достаточным для недоминирующего характера влияния затухания на нестабильность частотных характеристик фильтров. В этом случае , и, как следует из (9), K<3 при любых Q. Поэтому
, (33) а реализация требуемой добротности связана с созданием качественного усилителя тока с [9].
Аналогично для разделенных симметричных цепей (пример на рис. 4) можно получить
, (34) и показать, что при
, (35) и для любого значения Q требуется
(36) меньшее значение коэффициента передачи при более широком диапазоне рабочих частот.
Последнее соотношение показывает преимущества схем с разделенными RC-цепями, когда указанный диапазон значений Кі достигается геометрией биполярных транзисторов и обеспечивает более высокую стабильность коэффициента усиления.усилитель радиотехнический кристалл диапазон
Полученные результаты показывают, что предельные оценки эффективного использования активных элементов для локализации полюсов передаточных функций (?p, dp) электрических фильтров создают дополнительные возможности оптимизации структуры и параметров усилителей тока. При этом, как это следует из (35), оптимальное соотношение параметров частотозадающих пассивных элементов не только не увеличивает общую нестабильность частотных характеристик фильтров, но и позволяет уменьшить влияние площади усиления (частоты единичного усиления) на достижимый схемой диапазон рабочих частот. Именно это в конечном итоге и позволяет осуществлять общую декомпозицию простых процедур в активных фильтрах [10-13]. Как видно из рассмотренного примера звена полосового типа при таком подходе функциональная настройка их параметров достаточно легко осуществляется через режимную зависимость входного сопротивления и коэффициента передачи усилителя тока. Создание таких усилителей возможно с использованием общих для микросхемотехники принципов собственной и взаимной компенсации влияния паразитных параметров как полевых, так и биполярных транзисторов.
Список литературы
1. A.S. Korotkov, D.V. Morozov, R. Unbehauen, Low-voltage continuous-time filter based on a CMOS transconductor with enhanced linearity, Int. J. Electronics and Communications (AEU), vol. 56, no.6, Dec. 2002, pp.416-420.
2. A.S. Korotkov, D.V. Morozov, H. Hauer, R. Unbehauen, A 2.5-V, 0.35 um CMOS transconductance-capacitor filter with enhanced linearity, Proc. Midwest Symposium on Circuits and Systems, Tulsa, USA, vol.3, Aug. 2002, pp.141-144.
3. Крутчинский, С.Г. Расширение динамического диапазона в многоконтурных полиномиальных ARC-фильтрах. [Текст] / С.Г. Крутчинский, Ю.И. Иванов, И.Я. Крикун // Радиотехника, 1989. - № 8.- с. 85 -91.
4. G.W. Roberts, A.S. Sedra. All current-mode frequency selective circuits // Electronics Letters, vol. 25, no. 12, 1989. pp. 759-761.
5. A.V. Keskin, E. Hancioglu. Current-mode multifunction filter using two CDBAS // Int. Journal of Electronics and communications, vol. 59, no. 8, 2005, pp. 485-498.
6. E. Yuce, S. Minaci. Universal current-mode filters and parasitic impedance effects on the filter performance // Int. Journal of circuit theory and Applications, vol. 36, no. 2, 2008. pp. 161-171.
7. M. Sagbas, U.E. Ayten, H. Sedef. Current and voltage transfer function filters using a single active device // IET Circuits Devices and Systems, vol. 4, 2010. pp. 78-86.
8. Krutchinsky S.G. Fundamental limitations in precision analog circuits. Proceeding ICCSC`02, St. Peterburg, Russia, 2002. pp. 16-19.
9.Krutchinsky S.G., Prokopenko N.N., Budykov A.S. Compensation methods of basic transistors output capacitance components in analog integrated circuits. Proceeding ICCSC`06, Bucharest, Romania, 2006. pp. 44-49.
10. Крутчинский, С.Г. Структурный синтез в аналоговой микросхемотехнике. [Текст] / С.Г. Крутчинский. -Шахты: ЮРГУЭС, 2010. - 235 с.
11. Крутчинский, С.Г. Радиационно-стойкий измерительный усилитель на базе мультидифференциальных входных каскадов [Электронный ресурс] / С.Г. Крутчинский, А.С. Исанин, Н.Н. Прокопенко, В.Г. Манжула // Инженерный вестник Дона, 2012, №3. - Режим доступа: http://www.ivdon.ru/magazine/archive/n3y2012/1045 (доступ свободный) - Загл. с экрана. - Яз. рус.
